引言

隨著汽車啟停技術(引擎空閑時自動關閉)應用的日益廣泛，越來越多的汽車系統必須工作在低輸入電壓。熱啟動(此時電池電壓可下降達6V)和冷啟動(此時電池電壓可下降達3V)期間，會發生此類低輸入電壓。本文介紹可承受汽車全輸入電壓范圍(包括冷啟動和拋負載條件)的中間電壓8V開關電源。電源保證為常見子系統提供穩定的8V電源，例如CD驅動器、LCD，以及現代信息娛樂系統中的無線電模塊。為避免AM和FM波段干擾，開關電源工作在2MHz固定頻率，成為無線電系統的理想方案。

低輸入電壓功能的重要性及EMI要求

圖1所示為要求不同架構方案的常見汽車系統。

主電源為3.3V的系統中，具有低壓差的前端降壓轉換器就可以滿足要求(情形1)。此外，升壓轉換器可工作在3.3V，能夠調節到5V(例如用于CAN總線收發器)或其它更高電壓(情形2)。工作在5V或更高電壓軌的系統要求前端“預升壓”，以確保降壓轉換器的輸入電壓不會下降至規定電壓以下(情形3)。

圖1 汽車電源解決方案

低電磁輻射(EMI)也是對汽車電源的一項關鍵要求，尤其在敏感的AM波段。這里所介紹設計的開關轉換器工作在AM波段以上，即保證頻率高于1.71MHz(中波的上段)，滿足這一要求，使開關轉換器工作在高頻還可減小外部無源元件的尺寸和成本。

汽車開關電源的關鍵設計參數

圖2所示為開關電源原理圖。該電源包括4.5V至40V升壓控制器(IC1)和36V降壓控制器(IC2)，以及實現正常工作的附加電路。兩片IC與外部2MHz方波邏輯信號同步，該信號由微控制器或專用IC提供。這種方法使得在為電源選擇最優開關頻率時具有很大靈活性。電池在正常工作期間，禁止IC1、IC2調節器將OUTB節點電壓穩定在8V。電池電壓在冷啟動期間下降時，使能IC1，將OUTA節點的電壓升高。這允許IC2將OUTB節點的電壓穩定在8V。由于兩片IC的高可靠性，整個設計可承受高達40V的汽車拋負載。系統經過配置并測試，其主輸出(OUTB)可提供20W功率([email protected])，修改外部元件后甚至可提供更高輸出功率。(參見下文中關于IC1和IC2的最優外部元件的討論。)

圖2 開關電源原理圖中包括升壓控制器(IC1，MAX15005)和降壓控制器(IC2，MAX16952)

外部元件優化IC2性能

輸出電壓和開關頻率

為了在OUTB節點調節8V電壓，必須選擇正確的反饋電阻分壓器(由電阻R22和R21組成)。注意，IC2的數據資料建議低邊電阻小于100k?。為R22選擇51k?低邊電阻分壓器，必須根據式1選擇高邊電阻分壓器：

(式1)

式中，VFB = 1V (典型值)。

為R21選擇標準電阻值360k?，產生的典型輸出電壓值為：

(式2)

假設電阻容限為1%，整個開關電源的最小和最大電壓值(OUTB)為：

(式3)

(式4)

式中，VFB(MIN)為0.985V，VFB(MAX)為1.015V。

根據數據資料建議，外部頻率必須高于IC內部所選頻率的110%。由于我們將IC2的開關頻率與外部2MHz信號同步，所以我們所選內部振蕩器電阻R16必須將內部開關頻率設定在低于1.8MHz。出于這一原因，我們為R16選擇30k?電阻。為使IC2以2MHz固定頻率開關，必須避免壓差條件。該IC可避免壓差，直到關斷時間(tOFF)長于100ns(典型值)。這意味著系統的最大占空比不得超過：

(式5)

考慮到降壓調節器IC2的效率(Eff)為90%，能夠確保2MHz固定頻率開關的最小輸入電壓(OUTA)為：

(式6)

這意味著OUTA電壓不得低于11.11V門限。為保證OUTA電壓總是高于11.11V，電池電壓(IN節點)低于11.5V時，必須使能IC1。這樣就為電感L1和肖特基二極管D2上的壓降留出了大約390mV的裕量。

40V拋負載尖峰期間，OUTA電壓達到其高壓值，IC2必須將其輸出穩定在8V。所以，拋負載尖峰期間，IC2的占空比應為：

(式7)

器件的最小導通時間(tON)為80ns(典型值)，使其能夠達到的最小占空比為：

(式8)

開關頻率為2MHz。

最小0.16占空比確保在40V拋負載期間實現8V穩壓。

電感和電流檢測

如果您通過使用大電感值減小電感尖峰電流，則可提高IC2的效率。然而，實現這點需要更大的印制電路板(PCB)面積，并使負載調整率變差。作為一種可接受的折衷，可選擇電感值使LIR(電感峰-峰電流與直流平均電流之比)等于或小于0.3。參考圖3考慮下式：

圖3 IC2 (MAX16952)的電感電流

(式9)

(式10)

(式11)

將這些公式合并，得到的公式可計算出L值：

(式12)

所以，常規條件下(OUTA = 12V)實現LIR因子等于或小于0.3的最小電感值為：

(式13)

L2采用標準電感2.2µH，得到的LIR因子為0.24，電感峰值電流為：

(式14)

當R20檢測電阻上的電壓達到68mV(最小值)時，觸發限流。為電感容限保留一定裕量，使檢測電阻的壓降在電感電流達到峰值(IPEAK)時為限流門限的60%，從而確定檢測電阻大小：

(式15)

因此，為R20選擇標準電阻值15m?。

優化IC1的外部元件

UVLO門限

為升壓轉換器IC1選擇外部元件的第一步是確定外部欠壓鎖定(UVLO)門限，通過選擇連接在主輸入IN引腳、ON/OFF引腳和地之間的電阻分壓器實現。對于該設計，我們在輸入電壓低于5V時關斷器件;假設冷啟動階段具有較高電壓。為R5選擇100k?電阻后，利用式16選擇R4電阻值：

(式16)

所以為R4選擇標準電阻值300k?。

過壓輸入(OVI)

如上文針對IC2的討論，我們必須保證OUTA節點的電壓不低于11.11V，以使降壓控制器不超出穩壓范圍。考慮到這一電壓門限，并為電感L1和二極管D2增加合理的壓降，IC1必須在IN電壓下降至11.5V以下時導通。然而，為優化效率，電池電壓為正常值(IN = 12V)時，IC1不得工作。

為實現這一目的，利用連接在IN引腳、OVI引腳及地之間的電阻分壓器根據主電源值使能或禁用IC1。所以，當OVI引腳上的電壓超過1.228V電壓門限時，禁用IC1;當OVI引腳電壓下降至1.228V時，IC1導通，典型滯回為125mV。選擇低邊R2電阻分壓器等于20k?，考慮到IC1在輸入電壓上升至11.6V以上時應關斷，必須根據式17選擇高邊R1電阻分壓器：

(式17)

采用標準170k? R1電阻，當電源電壓上升至11.67V以上時，禁用IC1。這為額定12V IN電池電壓保留了330mV裕量。考慮到OVI比較器上的滯回，我們可估算使能IC1的主電源電壓降值：

(式18)

該結果證明滯回太大。我們必將將其降低，使主電源上的電壓降門限至少為11.5V，可通過在OVI引腳和SS引腳之間增加串聯電阻和肖特基二極管(R3和D1)實現。禁用IC1時，SS引腳內部連接至地，將R3與R2并聯，有效減小滯回。R3使用180k?電阻，忽略二極管壓降，主電源上的新電壓降門限變為：

(式19)

采用這一配置，有可能在輸入電壓上升和下降沿達到目標門限。注意，如果可行，另一種替代方法為使用外部比較器，以監測主電源并直接驅動OVI輸入引腳。

輸出電壓

為維持2MHz固定開關頻率，如IC1數據資料所述，所有應用條件下都有必要考慮170ns的最小tON。最小tON造成最小占空比為34%(采用2MHz開關頻率)，這限制了IC可調節的最小輸出電壓。請參見圖4。為估算該電壓門限，必須考慮升壓調節器的占空比公式：

(式20)

輸入電壓(VIN)為最大值(本設計中為11.67V)且IC1工作時達到最小占空比。通過改寫式20，可估算出在此限制條件下的IC1的最小穩壓輸出：

(式21)

圖4 IC1 (MAX15005)的電感電流

以上計算條件為最小占空比和最大輸入電壓，考慮肖特基二極管D2上的壓降為0.3V，并忽略NMOS N1上的壓降。所以，IC1必須將輸出電壓調節至17.38V以上，以確保所有工作條件下的開關頻率均為2MHz。

通過為低邊反饋電阻分壓器R13選擇10k?電阻，可以計算出高邊反饋電阻分壓器R14：

(式22)

式中，VFB(MIN) = 1.215V。

最后，R14使用1%容限的137k?電阻，IC1調節的最小輸出電壓為：

(式23)

這確保IC1的開關頻率總是固定為2MHz。

假設該設計的輸出功率等于20W ([email protected])，IC2的效率為90%，則IC1的輸出功率必須至少為22.3W。所以，考慮到17.53V調節輸出電壓，IC1的平均輸出電流為1.27A。利用IC1調節較高輸出電壓時，降低輸出電流，從而要求低成本D2肖特基二極管。然而，輸出電容C7必須能夠承受IC1本身調節的輸出電壓。

同步和最大占空比

為保證IC1開關頻率的外部同步，頻率必須至少比設置的內部振蕩器頻率高102%。為R6選擇7k?電阻，為C4選擇100pF電容，IC1的內部振蕩器頻率大約為1MHz，允許外部同步頻率為2MHz。

SYNC輸入檢測到同步信號上升沿時，電容C4通過內部1.33mA(典型值)電流源放電。當該電容上的電壓(RTCT引腳)達到500mV時，電容C4通過連接至VREG5引腳的R6充電，直到檢測到下一同步信號上升沿。放電時間(TDISCHARGE)決定調節器的最小tOFF。如果該時間小于160ns(如本例中)，最小tOFF箝位至160ns。實際上，假設充電時間(TCHARGE)為340ns (TP = 500ns)，RTCT上的電壓增加：

(式24)

考慮到放電階段的凈放電電流為615μA1，RTCT引腳上所增加電壓的放電時間等于：

(式25)

160ns最小tOFF意味著最大占空比為68%。再次將升壓調節器占空比公式應用到本例(式20)，要求最大占空比(較低輸入電壓，本例中為5V)，IC1將OUTA引腳上的最大電壓調節至：

(式26)

該電壓值保證IC2不工作在壓差條件。

電感選擇

升壓調節器的最小輸出電流約束電感值的選擇。為確保調節器IC1總是工作在連續模式，最小電感值為：

(式27)

該設計中，最差條件為VIN處于其最大值(11.67V)時，對應占空比為37%。

當8V節點的最小電流為1A，降壓轉換器IC2的效率為90%時，降壓調節器的最小輸出功率變為9.44W。該功率對應于538mA最小輸出電流IOUTA(MIN)，由升壓調節器源出。綜合考慮這些情況，解式27，最小電感值為1.32μH。對于本設計，為L1選擇2.2μH電感。

電流檢測

當檢測電阻上的電壓達到典型值305mV時，觸發IC1的限流。所以，為正確選擇該電阻，必須計算升壓電感中的峰值電流：

(式28)

輸入電壓為其最小值時，達到峰值。本例中為5V，最大占空比為68%。如在式26中的計算，升壓輸出電壓(OUTA引腳)為15.32V，要求1.46A的IOUTA電流，以為IC2提供必要功率。最差情況下，電感峰值電流為4.95A。為保留合適裕量，將檢測電阻設計為在電感電流達到峰值時的壓降為200mV。

(式29)

所以，為R10選擇40M?電阻。

實驗室測試

冷啟動測試

在實驗室進行了冷啟動測試。強制主電源電壓(IN)在10ms內從12V降至7V。如圖1所示，當IN電壓下降時，IC1開始將OUTA電壓升高至17.5V。這允許IC2將OUTB電壓調節至8V。另一方面，當輸入電壓返回至其工作值時，IC1停止工作，OUTA電壓下降至IN電壓，二極管D2和電感L1上有小量壓降。每次測試時，OUTB引腳上的輸出負載為2.5A。

圖1

圖2

圖3

圖2和圖3所示分別為放大的冷啟動電壓下降和上升階段。

分析頻域

借助于示波器的嵌入式FFT工具，將冷啟動期間IC2的開關節點LX_Buck引腳電壓的頻譜顯示于圖4 (IN電壓下降)和圖5 (IN電壓上升)。注意，頻譜包括2MHz頻率、相應諧波，當然還有直流分量。沒有低于2MHz的交流分量，從而防止AM波段的噪聲干擾。

對IC1的開關節點LX_Boost執行相同的過程。圖6和圖7中的測試結果顯示有2MHz頻率、諧波、直流分量，消除了AM波段噪聲。

圖4

圖5

圖6

圖7

可選的設計改進

為優化效率，正常應用條件下，如果升壓調節器IC1不工作，設計者可旁路肖特基二極管D2。主電源為正常值時，將一個n溝道MOSFET與D2并聯，可以實現這一目的。為降低電磁干擾(EMI)，減緩MOSFET柵極上的電壓沿并增加外部電阻(R8、R17、R18和R19)。這樣將增加功耗。為濾除IC1電流檢測波形中的尖峰脈沖，增加一個小RC濾波器(C6和R9)將非常有用。通過向R7電阻增加失調，也可降低IC1的限流門限。這將降低檢測電阻R10上的功耗。