雷達單脈沖測角系統中的和差網絡是形成和差波束的關鍵部件。常見微帶形式的和差網絡有帶狀線、矩形同軸線及多層微帶形式等。而單層微帶形式實現的和差網絡則在結構和加工制造及集成等方面具有優勢。微帶形式的和差網絡可以用1.5混合環、混合環，混合環由于和口和差口被3dB輸出口分開而不便于平面布線。本文提出的微帶三分支定向耦合器加改進后的90度schiffman移相器實現單層微帶和差網絡。

2  三分支定向耦合器的優化設計

常見的分支線定向耦合器由兩根平行傳輸線組成，通過分支線實現耦合，分支線的長度為中心工作頻率導波長的四分之一。通常兩分支耦合器的帶寬較窄影響其使用，超過三分支的耦合器由于阻抗懸殊太大而不易實現，常見三分支定向耦合器如圖1所示。3dB耦合時通常分支線G的阻抗較大，線寬較窄，不易實現。本文為了實現更好帶內特性及降低分支線G的阻抗值，將該分支線耦合器改進為圖2。各節的長度均取工作中心頻率導波長的四分之一。此時G值減小，且工作帶寬內耦合器特性有明顯改善。

圖1  三分支定向耦合器

圖2  改進后的三分支定向耦合器

分支電橋有兩結構對稱面，我們選擇輸入口與隔離口之間的對稱面進行奇偶模分析。奇模時，對稱面為電壁，被對稱面分開的傳輸線處等效為短路。相反偶模時等效為開路。利用A矩陣進行級聯計算，再轉化為S參數，得到奇偶模時的反射系數（）和傳輸系數（）。則最終電橋的S參數為：

           （1）

改進后的三分支耦合器需要確定的參數有：G,K,H,H1等各段的阻抗值,本文采用粒子群優化算法[3，4]優化這四個參數。目標函數是要求帶內端口反射系數及直通與耦合臂輸出差別最小。工作相對帶寬取40％，輸入輸出為50歐姆。最終優化的各段特性阻抗為：G=75.08歐姆,K=27.13歐姆,H=23.25歐姆，H1=40.68歐姆。帶內反射系數小于-25dB，耦合臂與直通臂帶內差不超過0.63dB。

3  改進的90度微帶移相器設計

我們知道schiffman移相器是利用U形彎耦合線引入附加相移，schiffman移相器因耦合線間距太近而難以實現，尤其單層微帶實現強耦合很困難，因此限制了其使用。本文設計的移相器是schiffman移相器的改進。通過奇偶模分析法可得U形彎耦合線相移與其平行線電長度的關系式如式（2），改變線的耦合系數K，可改變該附加相移。因此可實現90度移相。實現相移與耦合度關系曲線如圖3。

          （2）

                 （3）

圖3  相移與耦合度關系曲線

由圖可知，當耦合度為-3dB時，可實現90度移相。因平面微帶線實現3dB耦合很困難，而當耦合度為大約為-10dB時，可實現30度移相。而當耦合度為-12.3dB時，可實現22.5度移相。考慮到M形走線可相當于三個U形耦合結構，因此采用M形耦合（相鄰耦合度為10dB）可實現寬帶90度耦合。如圖4所示。經HFSS仿真軟件仿真，40％帶寬內相對于長為1.25的傳輸線可實現移相90°±1°。

圖4  改進后的schiffman移相器 最終單層微帶和差網絡內部電路圖如圖5所示，其中端口1為差口，端口2為和口。利用HFSS仿真優化設計，圖6為其端口反射系數，圖7為直通及耦合度，圖8為其和通道相差及差通道相差，圖9為其和差口間的隔離度。

圖5  和差網絡內部電路

圖6  各端口駐波

圖7  直通及耦合度

圖8  和通道相差與差通道相差

圖9  和差口間的隔離度

4  結論

本文提出了一種新穎的單層微帶寬帶和差波束形成網絡的設計方法，改進的微帶三分支電橋提高了帶內性能且降低了工藝加工難度，移相器是對schiffman移相器進行了改進設計，實現了微帶形式的schiffman移相器，且降低了對微帶線間距的工藝要求。利用HFSS仿真設計了一帶寬達40％的和差波束形成網絡，驗證了方法的有效性。