基站收發器系統(BTS)的關鍵性能部件(天線、無線電收發器,信號處理子系統,以及支持、控制硬件和軟件)影響BTS的成本。BTS配置的一個實例示于圖1。BTS采用主分支模塊和分集分支模塊。在2G系統中,分集接吸器系統是通用的,而3G規范也定義了發射器分集的選項。如圖1所示,發送接收模塊(TRM)包含雙工發送和接收部分。對于廣域蜂窩站,接收器一般通過雙工器模塊(DM)和塔頂部件(TTA)連接到天線。TTA由低噪聲放大器(LNA)組成,LNA對于補償天線到TRM之間纜線損耗是必須的。TTA可以用旁路開關(用于低噪聲放大器保護)和前置選擇器濾波器配置。在發送端,TRM中的驅動功率放大器(PA)在連通雙工器和天線前饋連高功率放大器(HPA)。

本文關注點是接收器和發送器模塊(通常每組每個TRM有4個模塊),并討論不損害系統性能和降低成本的方法。本文集中在直接變頻接收器(DCR)和直接變頻發送器(DCT)結構,因為這種結構在不犧牲性能的情況下,具有顯著的成本和尺寸優勢。

第3代系統可以用EDGE(GSM發展用增強數據)、CDMA2000(第3代碼分多址)或WDCMA(寬帶碼分多址)調制標準。

表1 WCDMA直接變頻發送器的ACLR1預算實例

3G直接變頻接收器

在需要多頻帶靈活工作而大小、功率和成本受限制的應用中,正在日益采用DCR。DCR也能滿足這些嚴格的要求,因為它需要較少的元件(混頻器、濾波器、放大器),使得功率、成本和尺寸都較小。DCR直接變頻RF信號為基帶,不需要各種混頻器,反射抑制濾波器和放大器。圖2示出DCR的一個可適用于3G基站的DCR實例。接收器鏈路的第1個元件是LNA。LNA主要功能是使整個接收器噪聲指數最小。建議用1個開關LNA來處理大輸入信號動態范圍。在接收器鏈路LNA之后,是一個RF帶通濾波器(BPF)。BPF對帶外干擾信號和接收器產生的寄生信號進行衰減。用可變增益放大器(VGA)或可變衰減器和放大器組合對濾波的輸入信號進行電平控制。然后,信號送到解調器RF集成電路(RFIC),RFIC把信號解調為同相[I]和90°相位差(Q)基帶信號。解調信號線路以差分對形式出現,這樣可提供更高的抗噪聲度。來自解調器的I和Q信號然后到低通濾波器(LPF)并由低頻自動增益(AGC)放大器放大。低頻AGC對于保持I和Q信號電平在A/D轉換器(ADC)的輸入范圍內是關鍵性的。接收器(圖2)用少量元件提供一個相當簡單的結構。但是對于任何DCR必須考慮的主要設計問題是直流(dc)偏移。

圖1 分集接收和發送通路的基站結構

圖2 直接變頻接收器結構

圖3 3G直接變頻接收器的RF性能預算實例

本振(LO)信號與輸入RF信號的混頻或泄漏耦合到RF輸入,這可能在接收器中產生顯著的dc 電壓電平。對LO和RF之間進行最大隔離和通過諧波器,可使d c 偏移最小。在解調器I-Q通路中很好地匹配混頻器和放大器的振幅和相位響應是關鍵性的。Si-BiCMOS解調器SKY73009的振幅和相位平衡可分別達到0~3dB和1U庵紙獾髕饕簿哂?0dB的LO和RF間隔離,這對于在接收器中保持低dc偏移信號是必不可少的。采用低性能解調器的系統將需要復雜和昂貴的dc定標技術。

采用開關LNA(前端接收器RFIC的一部分)和Si-BiCMOS解調器的DCR示于圖3。采用這些關鍵性的器件,RF分析表明所得到的級聯噪聲指數為3.2dB ,級聯增益為70dB。對于大多數3G基站實現(依賴于TTA噪聲指數和纜線損耗)小于6dB的級聯噪聲指數是可接受的。所以,上面所建議的接收器結構,可提供1.9dB額外的系統余量。

3G直接變頻發送器

3GPP規范允許基端發送分集。用適當的統調(降低交叉耦合和增益加分路隔離)和定時同步,發送器分集可改善系統信噪比(SNR)和減輕多通路、信號衰減效應。然而,分集將增加系統實現成本、尺寸和功耗。采用低成本RFIC器件和直接變頻結構,將有助于減輕這種負面效應對分集發送器的影響。

直接上變頻發送器結構示于圖4,這種結構正在成為更普遍的形式,這是因為這種結構具有元件數少,功耗低的特點。

采用直接變頻結構,DAC提供I-Q信號。來自DAC的I-Q信號可以是低通濾波的,這樣可去除由DAC引起的混淆、諧波和寄生信號。然后,用直接正交調制器對濾波的I-Q信號進行直接調制和上變頻到RF頻率。調制器在I-Q分路之間必須具有適當的幅度和相位匹配,以使調制信號信息或誤差向量幅度(EVM)的不純最小。采用正交相移鍵控(QPSK)調制信號,WCDMA基站發送器所允許總的EVM是17.5%。系統工程師將分配大部分EVM系統預算給HPA(為了改善功率效率)。因此,希望來自調制器的EVM貢獻要小或沒有。所用的直接正交調制器的振幅和相位失調分別小于0.3dB和3o,而對EVM預算的貢獻小于5%。

圖4 直接變頻發送器結構

圖5 3G直接變頻發送器的RF性能預算實例

從LO到RF端口的信號泄漏應最小,這是因為大部分直接變頻系統中LO和RF輸入信號是在相同的頻率,而且,調制器之后的RF濾波,對于抑制任何的LO-RF泄漏將是無效的。現在,可以得到大于50dBc LO-RF隔離、大于60dBm 2階輸入截聽點(IIP2)、小于-153dBm/Hz NF電平的直接正交調制器FRIC。這些RF性能值保證調制器對整個發送器鏈路的寄生發射不會有重大的影響。

可以電平控制上變頻信號來補償部件到部件、分集到主分路和溫度增量變化。需要可變衰減來處理-10dBm~+10dBm(調制器的典型輸出電平)輸入功率電平,而不影響系統非線性。AA102-80可變衰減工作在大多數通用無線頻帶(0.5GHz~2.5GHz),它具有大于+45dBm輸入3階分量截聽點(IP3)。可置的衰減范圍大于30dBm(1dB步長)。

在電平控制之后,發送信號在饋入最后高功率放大器之前由線性驅動器放大。驅動器需要具有足夠高的增益(一般20dBm~35dBm)和線性度以滿足整個系統要求。用較高增益的驅放大器,可以減少高功率放大器所需的級數,使得成本降低和效率提高。可以得到大于25dBm RF增益和大于+40dBm輸出3階截聽點(OIP3)的高性能線性驅動器。

WCDMA發送器的關鍵要求是鄰信道泄漏功率比(ACLR)。3G規范要求ACLR1(1個信道或5MHz頻率偏移)小于-45dBc,ACLR2(兩個信道或10MHz頻率偏移)小于-50dBc。ACLR測量通常在限定的測試模式1(包括64個專用物理信道DPCH信號和128擴展因數)。64個DPCH信號的功率電平和定時隨機分布來仿真實際的信號環境。3G規范文件中規定測試信號功率電平定時。必須仔細分配發送器鏈路不同非線性部分的ACLR預算。表1示出ACLR預算在主要發送器部分的分配實例。

3G發送信號在0.01%累積互補分布(CCD)點測量時,其峰值平均值比(PAR)超過10 dB。3G信號的高PAR值對功率放大器的線性度提出嚴格的要求。對于表1所列ACLR預算實例,例1、例2和例3中線性驅動器可分別提供22dBm、20.5dBm和11dBm輸出功率。例3是最可取的配置,因為它對基帶元件、調制器和驅動器PA配置嚴格的要求,并會降低來自這些部分的可用輸出功率,進而對HPA提出更高的增益要求。圖6示出發送器鏈路框圖和電平實例,用它可使總ACLR1達到大于標準-45dBc性能指標,其線性輸出功率為+41dBm。發送器ACLR1預算緊密地反映表1中例2的分配。