本文首先簡要地介紹了LDO的噪聲來源及環(huán)路穩(wěn)定性對輸出噪聲的影響；其次，根據(jù)調(diào)頻理論推導(dǎo)出VCO的相位噪聲與LDO的噪聲頻譜密度的理論計算關(guān)系。在此基礎(chǔ)上，為了驗證LDO噪聲對射頻頻綜輸出相噪的影響，分別采用TPS7A8101和TPS74401 LDO評估板給TRF3765射頻頻綜評估板供電，對比測試這兩種情況下的TRF3765相噪曲線；同時，為了驗證LDO環(huán)路穩(wěn)定性對頻綜相噪的影響，針對TPS7A8101評估板的參考電路做出部分修改，并對比測試了電路修改前后的TRF3765輸出相噪。

1、LDO噪聲來源及環(huán)路穩(wěn)定性對輸出噪聲影響

1.1 LDO噪聲來源

LDO的噪聲分為LDO內(nèi)部的噪聲和LDO外部的噪聲。LDO內(nèi)部的噪聲來自于內(nèi)部電路的帶隙基準源，放大器以及晶體管。LDO外部的噪聲來自于輸入。在LDO的手冊中，PSRR是表征LDO抑制外部噪聲的能力，但PSRR高并不代表LDO內(nèi)部噪聲小。LDO的總輸出噪聲才是表征LDO內(nèi)部噪聲抑制的參數(shù)，一般在電氣特性表里用單位？VRMS表示，或者在噪聲頻譜密度圖上表示。

圖2是LDO內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖，VN代表等效噪聲源。噪聲源包括帶隙基準源產(chǎn)生的噪聲VN （REF），誤差放大器產(chǎn)生的噪聲VN （AMP），F(xiàn)ET產(chǎn)生的噪聲VN （FET）以及反饋電阻產(chǎn)生的噪聲VN （R1）和VN （R2）。在大多數(shù)情況下，由于帶隙基準源電路是由很多不同的電阻、晶體管和電容組成，它所產(chǎn)生的噪聲會遠遠大于反饋電阻產(chǎn)生的噪聲。而且?guī)痘鶞试词钦`差放大器的輸入，它所產(chǎn)生的噪聲也會經(jīng)由誤差放大器放大來控制FET，所以誤差放大器本身以及FET所產(chǎn)生的噪聲也會比帶隙基準源的噪聲要低。可以說，LDO內(nèi)部最大的噪聲源就是帶隙基準源。我們把LDO輸出噪聲VN （OUT）表示為

VN （Other）是VN （AMP）以及VN （FET）的和。由公式1可以得出，輸出噪聲最小值出現(xiàn)在R1短接到FB，誤差放大器的增益近似為1的時候。

1.2 LDO噪聲抑制方法

為了抑制帶隙基準源產(chǎn)生的噪聲，有三種辦法。
一是降低誤差放大器的帶寬，抑制了帶隙基準源的高頻噪聲。但是降低帶寬會使LDO的動態(tài)性能降低。
二是在帶隙基準源和誤差放大器之間加低通濾波。高性能的LDO都會有一個噪聲抑制NR管腳，CNR并聯(lián)在帶隙基準源和GND之間，起到低通濾波的作用。如圖3所示。

三是在反饋電阻R1上增加前饋電容CFF.在增加了CFF和CNR后，輸出噪聲可以表示為

從式2可以得出，CFF越大，輸出噪聲就越小。頻率越高，輸出噪聲越小。
圖4是不同CFF下的噪聲頻譜密度圖。可以看出，CFF越大，噪聲從低頻開始都能被很好的抑制。CFF太小的時候，抑制噪聲的作用就不太明顯。當(dāng)頻率很高的時候，不管用多大的CFF，噪聲頻譜密度相差不會太大。所以，增加合適的前饋電容CFF，對改善LDO低頻噪聲有非常好的效果。

1.3 LDO環(huán)路穩(wěn)定性與輸出噪聲的關(guān)系

從LDO的小信號分析可以看出，LDO有兩個低頻極點，如果沒有合適的零點補償，LDO的穩(wěn)定裕度不夠，就有可能產(chǎn)生震蕩。穩(wěn)定裕度不夠的LDO產(chǎn)生的內(nèi)部噪聲會更大。上節(jié)中提到第三種噪聲抑制方法，即增加前饋電容CFF是實際上為了改善系統(tǒng)穩(wěn)定裕度。由CFF與R1組成一個低頻零點，。

由下圖的頻率響應(yīng)可以看出，零點是相位裕度有了很大的提升，增加了系統(tǒng)穩(wěn)定性，從而減小了系統(tǒng)低頻噪聲。

2、LDO噪聲與VCO輸出相噪的關(guān)系

電源引入噪聲對鎖相環(huán)中各個有源器件都可能造成影響，其中最為敏感的部分是VCO，本文將著重討論LDO輸出噪聲對VCO相噪的影響。
一個典型的LDO供電的頻綜系統(tǒng)框圖如圖7所示：加載在電源上的噪聲信號通過頻率調(diào)制過程調(diào)制到VCO的輸出，造成VCO輸出相噪惡化。

根據(jù)經(jīng)典調(diào)頻系統(tǒng)理論，調(diào)制指數(shù)β由式（3）來表示
對于電源噪聲調(diào)制，式中的頻率背離（Frequency Deviation）可由下式得到

式中，Kpush是VCO的電源推壓指數(shù)，它表征的是VCO對電源噪聲波動的靈敏度，單位用MHz/V來表示；A是電源噪聲信號幅度。
對于采用LDO供電的射頻頻綜來說，通常用LDO的指定頻率偏移的頻譜噪聲密度Sldo（f）（Noise Spectrum Density）來表征電源噪聲，由于它是一個RMS電壓值，所以式（4）可以表示為

式中，f是相應(yīng)的頻率偏移。
由不同頻率成分噪聲調(diào)制到載波輸出引起的單邊帶噪聲，由下式表示

由式（8）可見，對于給定的VCO，由于Kpush是一個確定的值，因此由LDO噪聲引起的VCO輸出相噪是由LDO的噪聲頻譜密度（Noise Spectrum Density）決定的。

3、采用不同LDO進行射頻頻綜供電對比測試

3.1 TPS7A8101/TPS74401頻綜供電對比測試

TPS7A8101和TPS74401是TI推出的兩款高性能LDO芯片。與TPS74401相比，由于具有更高的環(huán)路增益和帶寬，TPS7A8101具有更高的電源噪聲抑制比（PSRR）；然而，由于具有更好的系統(tǒng)穩(wěn)定性，TPS74401擁有更低的噪聲頻譜密度（NSD），如下圖8所示。

下面我們分別采用TPS7A78101和TPS74401評估板對TRF3765評估板進行供電，比較兩者的輸出相噪。測試設(shè)置如下圖9所示，LDO的輸入5V電源由Agilent E3634提供，通過LDO評估板后轉(zhuǎn)變成3.3V給TRF3765供電。TRF3765采用評估板上自帶的61.44MHZ晶振作為參考輸入，輸出頻率為2.28GHz.TRF3765的射頻輸出連到R FSQ8相噪分析儀上測試相應(yīng)的相噪曲線。

兩者對比測試結(jié)果如下圖10所示，

由上圖看見，采用TPS7A8101供電，TRF3765在整個積分區(qū)間內(nèi)（1KHz~10MHz）的RMS抖動為0.62ps；而TPS74401的RMS抖動僅為0.44ps.

3.2 TPS7A8101輸出電路優(yōu)化及其對頻綜相噪的影響

TPS7A8101評估板初始原理圖如圖11所示，由上節(jié)的測試結(jié)果可知，采用該電路給TRF3765供電，RMS抖動為0.62ps.

第一章中我們已經(jīng)討論了LDO加一個前饋電容可以有效的提高電源的環(huán)路穩(wěn)定性，從而降低LDO的輸出噪聲頻譜密度?；诖耍覀冊赥PS7A8101輸出加一個0.47 ？F的前饋電容，修改后的原理圖如下圖12所示。

針對修改前后的設(shè)計，我們對比測試了相應(yīng)的TRF3765相噪曲線，如圖13所示，由圖可見，增加0.47 ？F輸出電容后，1KHz到10MHz的RMS抖動由0.62ps提高到0.49ps.

4 結(jié)論
綜合以上兩組測試的測試結(jié)果，可以得到下表

由表1可以看到，由于TPS74401的噪聲頻譜密度最小，在給頻綜供電的時候可以取得最好的相噪性能；TPS7A8101噪聲頻譜密度相對較大，在給頻綜供電的時候取得的相噪性能相對較差；但是通過優(yōu)化TPS7A8101的輸出電路設(shè)計，頻綜的相位噪聲得到了明顯的改善。

實測結(jié)果很好的驗證了前文的理論分析，即：LDO的噪聲頻譜密度參數(shù)（NSD）決定了由電源噪聲引起的VCO相噪惡化；通過提高LDO的環(huán)路穩(wěn)定性可以達到降低噪聲頻譜密度的目的，從而改善頻綜的輸出相噪。

5、參考文獻

[1] LDO Noise Examined In Detail （SLAA412）
[2] LDO Noise Demystified （SLYT489）
[3] Externally Inducted VCO Phase Noise，DENNIS COLIN，Mica Microwave
[4] TPS74401 Datasheet （SBVS066M）
[5] TPS7A8101 Datasheet （SBVS179A）