自動端口延伸是一種對夾具的損耗和時延進行補償的簡單方法，可以處理單端口夾具。另一種補償PCB或其他夾具損耗的常用方法是：制作一個跟DUT夾具一樣的測試夾具，但提供一個直通連接。最簡單使用直通夾具進行補償的方法是用同軸校準件（如SMA）進行校準，然后用Data->Memory和Data/Memory的功能將跡線用直通響應歸一化。盡管這在一定程度上起到了歸一化的作用，但測試夾具輸入端和輸出端的失配會導致較大的測量誤差，在傳輸測量中會高達+-1dB。最近幾年，高級的自動夾具移除（AFR）技術不斷涌現，它們利用PCB夾具的時域測量來補償輸入端和輸出端的失配以及損耗，即便輸入端和輸出端的失配不相同也可以工作。

時域夾具移除法的第一步是測量直通夾具的時域響應，如圖1所示。盡管夾具可能只在窄頻帶內使用，為了得到最佳時域分辨率，仍應在盡可能寬的頻率范圍進行測量。響應的峰值顯示了夾具的總時延，或者可以用群時延響應的平均值。很多情況下，輸入和輸出夾具都被設計成相等的長度，DUT的參考平面在夾具的中心。

圖1、夾具的時域傳輸響應

在確定了夾具的總時延之后，我們測量輸入端和輸出端的時域響應。圖2顯示了直通夾具的時域響應（T11）。寬的灰色跡線是總體的T11，深色的細線是時域選通后的T11。直通的時域響應顯示了輸入端有一個容性不連續點，輸出端有一個感性的不連續點。最好把時域選通設置為以第一個反射為中心對稱：計算第一個反射（約為46ps)到直通中心（909ps)的時間差并將其從第一個反射處剪掉，設置的選通起始時間為-817ps。選通后的S11響應顯示為窄的深色跡線?？梢钥吹皆谶x通截止之后，跡線為一個常數值。它與基線的偏差是夾具傳輸線的DC損耗造成的；對夾具檢查之后發現約有1.5ohm的DC損耗，可以等效為0.015的反射系數，幾乎與圖2上顯示的偏差一致。

這個選通響應表示左側夾具的S11的時域測量。

圖3中，淺色的窄線表示直通夾具的總體響應（DUT被直通代替的夾具），它有較大的波動。同時顯示了直通夾具的S11選通響應，S11A（深色跡線），以及獨立測量得到的夾具A的實際S11A（寬的淺灰色跡線）。能明顯看出選通響應與夾具的實際響應非常接近。

圖2、直通夾具的時域響應（灰色，T11）和選通響應（黑色，T11_Gated)

圖3、直通的頻率響應（S11_FixThru，淺色跡線），選通S11（S11_Gated，黑色寬線）以及夾具的實際S11（S11_FixA，灰色寬線）

夾具B的S22B，即直通夾具的輸出端響應，可以通過類似的方法對直通夾具的S22做時域選通得到?，F在我們得到了6個已知量：夾具A的S11A，夾具B的S22B，以及直通夾具的4個S參數，我們可以表示為S11T、S21T、S12T、S22T。現在每個夾具還剩下三個未知S參數。

夾具A和夾具B剩下的S參數可以通過假設S21A=S12A，S21B=S12B得到，所以總共只剩下4個未知量：S21A、S21B、S22A、S11B。從直通的4個S參數可以得到足夠多的獨立方程，從而對這些未知量進行求解。

圖4顯示了示例夾具通過計算得到的S22A（黑色跡線），以及獨立測量得到的實際值（灰色寬線）。結果幾乎完全重合，只是在頻帶邊緣有微小差別。

圖5顯示了通過AFR技術計算得到的S21A（S21A_AFR，黑色窄線）與獨立測量得到的夾具A的S21A（S21_FixA，淺灰色寬線）的比較結果，幾乎完全重合。

圖4、夾具S22的計算結果（S22A）和實際值S22（Fix_S22）

圖5、S21的計算結果（S21A_AFR）和實際的夾具S21（S21_FixA）

因此，即使是在夾具失配不對稱的情況，也可以通過直通測量得到輸入夾具（夾具A）和輸出夾具（夾具B）的所有S參數。圖6顯示了一個夾具內的濾波器測量（Filter_Fix11，灰色粗線），以及同一測量經過AFR處理的結果（Filter_AFR，黑色細線），還有獨立測量的實際濾波器特性（Filter_Actual，淺灰色細線），圖6(a)顯示的是S11，圖6(b)顯示的是S21。只用了一個直通測量和AFR技術的處理就使濾波器響應相比有夾具時有了重大的改進。

有些時候，DUT不在夾具的中心，因此夾具A和夾具B的損耗和時延不相等。這種情況下，可以對偏置的損耗和時延進行補償，具體做法是：首先在夾具中連上直通時做一次AFR，然后再插入DUT的位置放置開路夾具，并測量夾具的開路響應。有了開路響應，我們可以使用APE得到相對于直通在夾具中心時的損耗和時延。這會導致在一個端口有一個小的正端口延伸，在另一個端口有一個等量但是負的端口延伸。

這些夾具移除技術代表了最新的一些處理PCB或類似測量的夾具的方法。這些技術還可以進一步用于平衡測量，用平衡S參數代替單端S參數。

圖6、實際的濾波器測量、帶有夾具的濾波器和使用AFR處理的測量結果的比較

AFR測量實例

用圖7的PCB和DUT實例可以對AFR進行簡單有效的驗證。先在一個寬頻率范圍內做個校準，然后測量直通的特性。用上述的AFR技術計算輸入端和輸出端的夾具特性。圖8顯示了得到的夾具S參數結果。

圖7、AFR實例

圖8、用AFR計算PCB輸入端和輸出端夾具的特性

得到的夾具輸入和輸出回波損耗與通過時域選通對直通輸入和輸出失配的估計非常接近。

AFR的最后一步是在校準數據上用去嵌入去掉輸入端和輸出端的夾具，該校準數據就是測量直通時的那份數據。去嵌入之后，對100ohm旁路電阻進行重新測量，圖9顯示數據比較的結果。

雖然只用了一個直通，但AFR得到的結果相當好。S11、S22以及S21的測量都與用PCB校準件測量得到的結果非常一致。

圖9、AFR測量與夾具內校準測量的比較

AFR測量與PCB校準件測量的殘留誤差在3GHz時小于-40dB，在6GHz時小于-30dB。一般來說，這些殘留誤差已經非常小了，而且和PCB校準件的絕對誤差在同一量級。這個測量實際驗證了AFR技術。

參考文獻

[1] Joel P. Dunsmore   《Handbook of Microwave Component Measurements with Advanced VNA Technologies》.

摘自：《微波器件測量手冊》