從( 2)式也可看出，組成電流復用結構的跨導是兩個晶體管的跨導的總和。

當輸入信號為正時，M_RFN工作于飽和區，M_RFP工作于截止區并等效成電阻R_RFP，此時，整個電流復用結構等效成一個n溝道的共源放大器，同理，當輸入信號為負時，該結構等效成一個p 溝道的共源放大器，該電流復用結構組成了推挽電路并增大了電路的動態范圍，提高了電路的線性度。

1. 3、倍頻電路

為了進一步分析本振信號倍頻原理，將本文設計混頻器(圖2)中的帶電感倍頻電路單獨給出，如圖3所示。根據式( 1)，晶體管M_LON1和MLON2的漏電流I_LON⁺ 和I_LON^- 可表示為：

（3）

這里，v_LO是LO 正弦輸入信號，且

a_LO是該信號的幅度，△V_LON = V_LO - V_TN是M_{LON 1}和M_{LON 2}的過驅動電壓。根據式( 3)，流經電流復用電路和倍頻電路的總電流I_CR為I_LON⁺ 、ILON^- 的和，即得：

（4）

其中：

該信號即為LO 的2次諧波信號。

從式( 4)可看出，在節點V_COM 處產生了LO 倍頻信號i_2LO，同時基頻信號被抵消。假設電感的阻抗為Z_LE = R_LE + j2ω_LOL_E，混頻點處的電壓V_a 可表示為：

（5）

其中，L_E 和R_LE分別是電感的值和寄生負載，根據式( 5)，由于該電感的存在，混頻處的電壓幅度V_a 大于V_COM，這提高了進入混頻器的LO 二次諧波信號的功率，也就是說提高了有用信號的功率，所以有助于提高該拓撲結構的線性度，同時也有利于減小噪聲系數。

圖3、倍頻電路

1. 4、其他設計考慮

根據參考文獻，我們在電路設計過程中做了以下考慮。從轉換增益考慮，△VLO必須較小，而βRFN和βRFP必須較大。當β_RFN和β_RFP大到一定程度時，M_RFN 和M_RFP 將進入弱反型區，當M_RFN和M_RFP都處于弱反型區時，轉換增益將會急速增加，但是同時，線性度將急劇惡化。幸運的是，我們可以通過增加LO 的功率來同時提高轉換增益和線性度。

這與吉爾伯特混頻器有所不同，對于吉爾伯特結構來說，增加LO功率只能使轉換增益增加，但是線性度會惡化。所以在設計過程中，必須考慮使用適當的LO 功率和△V_LO，電流復用對晶體管的尺寸和偏置要折中。我們可以設置偏置，使△V_LO處于弱反型區來得到低功耗，同時從電流復用對上補償線性度，并通過設置合適的LO功率得到適當的轉換增益。

2、電路仿真

本文混頻器電路設計基于SM IC0. 18  m 標準CMOS工藝庫，運用ADS進行了仿真。混頻器工作在1. 8 V 電源電壓下，射頻輸入頻率1. 575 GHz，功率為- 30 dBm；本振頻率789. 5 MH z，功率為- 5 dBm。

圖4給出了轉換增益和三階交調截至點( IIP3)隨本振信號功率和射頻信號功率變化曲線。圖4( a)顯示了固定射頻信號為- 30 dBm，本振信號功率為- 5 dBm時轉換增益達最大為20. 848 dB；本振信號功率從- 8 dBm到- 5 dBm，IIP3緩慢增加到- 3 dBm，然后開始下降。圖4 ( b) 顯示了固定本振信號功率為- 5 dBm，轉換增益在射頻輸入信號大于- 20 dBm 時開始下降，IIP3在- 11 dBm 到- 2. 297 dBm 波動。仿真結果顯示，該混頻器具有高增益、高線性度的優點。